基于DC/DC变换器的LED净化灯驱动电路的设计

 摘 要： 提出一种基于电流模式DC/DC变换器的驱动控制电路。该电路可以与恒流电路结合在一起，用作LED净化灯驱动。电路由误差放大器、斜坡信号产生电路、电流采样与叠加电路以及PWM比较器四部分构成。采用华虹BCD350工艺进行仿真验证，结果显示，电路成功实现了电流采样信号与斜坡补偿信号的叠加，在Vea信号的控制下，输出了控制功率管关断的PWM 脉冲信号。

　　1 引 言

　　LED以其功耗低、发光效率高、使用寿命长等优点，在照明、背光等领域取得了越来越广泛的应用。LED净化灯的亮度与工作电流成正比，为了维持亮度的稳定，需要一个稳定的恒流电源为其供电。在电源管理方面，DC/DC变换器具有体积小、功耗低、效率高、使用方便等优点，因此应用十分广泛。基于DC/DC升压变换器的LED净化灯驱动电路也成为一种比较经典的LED驱动方式。DC/DC变换器有多种控制方式，其中峰值电流模式由于具有较快的响应速度等优点，在工业界获得广泛的应用。但是，当占空比大于50%时，电路容易发生次谐波振荡，需要引入斜坡补偿电路进行消除。

　　本文第2节介绍电路的具体实现方式，第3节给出电路的仿真波形，第4节对全文进行总结。

　　2 电路设计与分析

　　图1所示为本文设计的LED驱动电路，由四部分组成：斜坡信号产生电路、电流采样与叠加电路、误差放大器、PWM 比较器。

图1 基于DC/DC变换器的LED驱动电路

　　2.1 斜坡信号产生电路

　　图2所示为斜坡信号产生电路，其中，OP为箝位运算放大器。可以看出，基准电压VREF经过电阻R10与R11分压后，再经运算放大器的电压箝位后作用于可调电阻RL上，产生一个恒定的电流。电流经过MP1~MP4四个MOS管的镜像后，成为对电容进行充电的恒定电流信号。由电路结构可以算出此电流的大小为：

　　由于基准电压为恒定电压，电阻R10与R11相互匹配，电阻RL为正温度系数的多晶电阻与负温度系数的阱电阻串联形成的近似零温度的电阻，所以，此电流近似为一个基准电流。电流作用于电容上，通过方波信号对电容充放电的控制，便可产生锯齿波电压信号，且锯齿波的斜率m0为：

　　锯齿波电压被抬高VEB1后，输入到信号叠加模块。VSLOPE端电压为一个锯齿波电压，因此，图2中，电流镜采用一种自偏置结构。相对于普通的共源共栅电流镜，这种电流镜具有更大的输出电压摆幅，可满足VSLOPE端电压变化范围宽的要求。

图2 斜坡信号产生电路。

　2.2 电流采样与叠加电路

　　相比于电压模式，电流模式具有更快的瞬态响应速度。不过，在占空比大于50%时，电路易发生次谐波振荡，需要额外添加斜坡补偿电路来克服。

　　本文采用采样电路输出信号与斜坡补偿信号相叠加的补偿方式。

　　电流采样与叠加电路如图3所示。电流采样电路实际上为一个二级运放，MN3与MN4为运放的第一级，组成共栅极的差分对结构，并以电流镜MP14与MP15作为有源负载。MN5为运放的第二级，为一个共源极结构，且以MP12作为有源负载。

图3 电流采样与叠加电路。

　　MP1的作用是为第二级提供一个静态电流，使得当CS端为零时，第二级仍能有一个静态电流，保持第二级的开启。具体原理为：MP14与MP15的尺寸相同，则电流I5与I6相等；同时，MN3与MN4的尺寸相同，它们的栅源电压也应相同。从图3可以看出，MN3与MN4的栅电位相同，这就决定了它们的源极电压也应相同，即电阻R4与R5上的压降相同，从而电流I7与I8相等。由于I7=I4+I5,I8=I3+I6,结合前面的分析I5=I6,便可以得到I3=I4.通过上面的分析可知，运放第二级的电流由MP13设定，通过改变MP13与MP16的电流镜像比例，调节第二级静态电流的大小。

　　当CS端有一个大小为VCS的值时，则应该使运放第一级的输出增加，从而使电流I3增大。具体分析为，由于I4与I5大小一定，则电阻R4上的压降一定，CS端电压增加了VCS后，R4上的电压也增加VCS,R5上的电压也应该增加VCS.这就要求R5上的电流增加VCS/R5,由于I6保持不变，则应该使I3增加VCS/R5.VCS为电感电流作用于一个小的采样电阻上产生的压降，VCS的变化情况反映了电感电流的变化情况，且VCS变化大小完全正比于电感电流的变化大小。假设采样电阻为RS,电感电流的斜率为K,则I3的斜率为KRS/R5.设电感电流的上升斜率和下降斜率分别为K1与K2,对应的I3的斜率分别为K1RS/R5和K2RS/R5.电流叠加模块由MP10、MP11、R3和Q3组成。从图2可以看出，VSLOPE比电容C1上的电压高一个VBE,而在图3中又下降了一个VBE后作用于R2上，相当于电容C1上的电压直接作用于电阻R2上。结合（2）式，电流I2的斜率m1为：

　　电流通过镜像又作用于电阻R3之上，即可得到补偿的斜率m:

　　MP11上的电流为采样电路的采样放大电流，此电流作用于电阻R3上，可得到此电压的斜率m′：

电感电流的下降斜率经过采样电路后转换为：

　　由文献[3]~[4]可知，为保证电路不发生次谐波振荡，应使m >1/2m′2 ,即：

　　约去R3可得：

　　补偿后的信号经过Q3 抬升VBE之后，产生RAMP信号，输入到PWM,与误差放大器的输出进行比较。

　2.3 误差放大器

　　误差放大器的作用是采样反馈电压，输出一个控制信号，然后输入到PWM 比较器中控制电流峰值的大小。LED净化灯工作时，由于工艺偏差，每一个LED上的正向压降都不会相同，这样每一路LED电压采样点的电压大小都不会相同。为了保证每一路LED都能正常工作，电路应采样电压最低的信号输入到误差放大器中，与基准电压进行比较。本文误差放大器具有自选择功能，电路结构如图4所示。

图4 误差放大器。

　　由于输入对管为PMOS管，偏置电流会流向栅压最低的那一路，而栅压相对较高的其他三路便会关断，保证电路正常工作时误差放大器的反相输入端只有一个晶体管在工作。

　　从图4可以看到，电路为单级折叠式共源共栅结构，这种结构有很高的输出电阻，保证了电路的高电压增益。结合模拟集成电路的基本知识，可得到电路的静态增益：

　　其中，gm为输入差分对管的跨导，//代表电阻并联，gm14和gm35分别为晶体管MN14和MP35的跨导，ro1,ro14,ro35,ro30分别为差分输入对管和MN14,MP35,MP30的输出电阻。

　　本文的误差放大器只有一个主极点，在放大器的输出端，它与输出端的电阻以及电容大小有关，用p 表示其大小：

　　其中，C 为输出端点的电容大小，在开环状态下主要为晶体管寄生电容。

　　2.4 PWM 比较器

　　PWM 比较器将经斜坡补偿后的电流采样信号与误差放大器输出的控制信号进行比较，当电流采样电路输出的峰值信号达到控制信号的值时，PWM信号发生翻转，产生一个很窄的脉冲信号，触发功率管关断。本文设计的PWM 比较器如图5所示，相比于普通的比较器，差分对的左侧多出一个晶体管MP47.

图5 PWM 比较器。

　　电路启动时，由于系统的输出电压很低，会使误差放大器的输出信号很高，导致栅驱动信号占空比达到100%,造成DC/DC输出产生一个很高的脉冲。增加SS端以后，在启动时，SS端的电压信号会缓慢上升，屏蔽掉很高的Vea控制信号，使栅驱动信号的占空比慢慢上升，实现电路的软启动。当软启动成功以后，SS端的电压也会上升到高于Vea,从而关断MP47,电路进入正常的工作状态。

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